MOSFET的设计选型

随着电源的市场要求不断发展和进步，电源硬件设计人员必须跟上技术的发展步伐，才能为其设计挑选最合适的电子器件。MOSFET是电源中的核心部件，开关电源的“开关”就是指MOSFET，工程师需要深入了解它的关键特性及指标才能做出正确选择。如何根据热性能、R_DS(ON)、雪崩击穿电压及开关性能等指标来选择合适的MOSFET，是设计过程中的关键。

MOSFET有两大类型：N沟道和P沟道。当在N沟道MOSFET的栅极和源极间加上正电压时，其开关导通。导通时，电流可经开关从漏极流向源极。漏极和源极之间存在一个内阻，称为导通电阻R_DS(ON)。必须清楚MOSFET的栅极是个高阻抗端，因此，总是要在栅极加上一个电压。如果栅极为悬空，器件将不能按设计意图工作，并可能在不恰当的时刻导通或关闭，导致系统产生潜在的功率损耗。当源极和栅极间的电压为零时，开关关闭，而电流停止通过器件。虽然这时器件已经关闭，但仍然有微小电流存在，这称之为漏电流，即I_DSS。

第一步：确定选用N沟道还是P沟道

设计选择MOSFET的第一步是决定采用N沟道还是P沟道MOSFET。在典型的开关电源应用中，通常采用N沟道MOSFET。个别特殊线路中会才用到P沟道MOSFET。

要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。下一步是确定所需的额定电压，或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大，器件的成本就越高。根据电源输入规格，结合电源电路，可以通过变压器参数计算出MOSFET的最高电压，确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大V_DS。一般在此基础上留出10%余量，这样才能提供足够的保护，使MOSFET不会失效。一般初级侧MOSFET至少选用650V的，次级侧则根据输出电压不同而不同。

第二步：确定额定电流

第二步是选择MOSFET的额定电流。视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的MOSFET能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOSFET处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。

选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOSFET并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称之为导通损耗。MOSFET在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的R_DS(ON)所确定，并随温度而显著变化。器件的功率耗损可由I_load²×R_DS(ON)计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOSFET施加的电压V_GS越高，R_DS(ON)就会越小；反之R_DS(ON)就会越高。对电源设计人员来说，这就是取决于驱动电压而需要折中权衡的地方。 对便携式设计来说，采用较低的电压比较容易(较为普遍)，而对于工业设计，可采用较高的电压。注意R_DS(ON)电阻会随着电流轻微上升。关于R_DS(ON)电阻的各种电气参数变化可在制造商提供的技术资料表中查到。

技术对器件的特性有着重大影响，因为有些技术在提高最大VDS时往往会使R_DS(ON)增大。对于这样的技术，如果打算降低VDS和R_DS(ON)，那么就得增加晶片尺寸，从而增加与之配套的封装尺寸及相关的开发成本。

在沟道技术中，晶片中嵌入了一个深沟，通常是为低电压预留的，用于降低导通电阻R_DS(ON)。为了减少最大VDS对R_DS(ON)的影响，开发过程中采用了外延生长柱、蚀刻柱工艺。例如SuperFET的技术，针对R_DS(ON)的降低而增加了额外的制造步骤。这种对R_DS(ON)的关注十分重要，因为当标准MOSFET的击穿电压升高时，R_DS(ON)会随之呈指数级增加，并且导致晶片尺寸增大。SuperFET工艺将R_DS(ON)与晶片尺寸间的指数关系变成了线性关系。这样，SuperFET器件便可在小晶片尺寸，甚至在击穿电压达到600V的情况下，实现理想的低R_DS(ON)。

第三步：确定热要求

选择MOSFET的下一步是计算电源的散热要求。工程师必须考虑两种不同的情况，即最坏情况和真实情况。需要针对最坏情况的计算结果，因为这个结果提供更大的安全余量，能确保电源不会失效。在MOSFET的资料表上还有一些需要注意的测量数据；比如封装器件的半导体结与环境之间的热阻，以及最大的结温。

器件的结温等于最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积

结温=最大环境温度+[热阻×功率耗散]。

根据这个方程可解出电源的最大功率耗散，即按定义相等于I²×R_DS(ON)。

由于已确定将要通过器件的最大电流，因此可以计算出不同温度下的R_DS(ON)。值得注意的是，在处理简单热模型时，还必须考虑半导体结、器件外壳及外壳、环境的热容量；即要求印刷电路板和封装不会立即升温。

雪崩击穿是指半导体器件上的反向电压超过最大值，并形成强电场使器件内电流增加。该电流将耗散功率，使器件的温度升高，而且有可能损坏器件。半导体都会对器件进行雪崩测试，计算其雪崩电压，或对器件的稳健性进行测试。计算额定雪崩电压有两种方法；一是统计法，另一是热计算。而热计算因为较为实用而得到广泛采用。除计算外，技术对雪崩效应也有很大影响。例如，晶片尺寸的增加会提高抗雪崩能力，最终提高器件的稳健性。但更大的晶片尺寸意味着更高的成本，需平衡考量。

第四步：决定开关性能

   一般IC的PWM OUT输出如左图所示，

内部集成了限流电阻Rsource和Rsink，通常Rsource>Rsink，具体数值大小同IC的峰值驱动输出能力有关，可以近似认为R=Vcc/Ipeak。一般IC的驱动输出能力在0.5A左右，因此Rsource在20Ω左右。

一般的应用中IC的驱动可以直接驱动MOSFET，但是考虑到通常驱动走线不是直线，感量可能会更大，并且为了防止外部干扰，还是要使用Rg驱动电阻进行抑制。考虑到走线分布电容的影响，这个电阻要尽量靠近MOSFET的栅极。

关于Rg、L对于上升时间的影响：(Cgs=1nF，VCgs=0.9*Vdrive)

可以看到L对上升时间的影响比较小，主要还是Rg影响比较大。上升时间可以用2*Rg*Cgs来近似估算，通常上升时间小于导通时间的二十分之一时，MOSFET开关导通时的损耗不致于会太大造成发热问题，因此当MOSFET的最小导通时间确定后Rg最大值也就确定了 ，一般Rg在取值范围内越小越好，但是考虑EMI的话可以适当取大。

以上讨论的是MOSFET ON状态时电阻的选择，在MOSFET OFF状态时为了保证栅极电荷快速泻放，此时阻值要尽量小，这也是Rsink<Rsource的原因。通常为了保证快速泻放，在Rg上可以并联一个二极管。当泻放电阻过小，由于走线电感的原因也会引起谐振（因此有些应用中也会在这个二极管上串一个小电阻），但是由于二极管的反向电流不导通，此时Rg又参与反向谐振回路，因此可以抑制反向谐振的尖峰。这个二极管通常使用高频小信号管1N4148。 

实际使用中还要考虑MOSFET栅漏极还有个电容Cgd的影响，MOSFET ON时Rg还要对Cgd充电，会改变电压上升斜率，OFF时VCC会通过Cgd向Cgs充电，此时必须保证Cgs上的电荷快速放掉，否则会导致MOSFET的异常导通。